隨著現(xiàn)在對更高效、更低成本電源解決方案需求的強(qiáng)調(diào)，電子發(fā)燒友網(wǎng)整合《如何深入分析電源電路》系列文章，就各種電源管理課題提出一些對您有幫助的小技巧。該專欄面向各級設(shè)計工程師。無論您是從事電源業(yè)務(wù)多年還是剛剛步入電源領(lǐng)域，您都可以在這里找到一些極其有用的信息，以幫助您迎接下一個設(shè)計挑戰(zhàn)。
本文主要介紹為您的電源選擇正確的工作頻率；如何駕馭噪聲電源；阻尼輸入濾波器；降壓-升壓電源設(shè)計中降壓控制器的使用。
1：為您的電源選擇正確的工作頻率
為您的電源選擇最佳的工作頻率是一個復(fù)雜的權(quán)衡過程，其中包括尺寸、效率以及成本。通常來說，低頻率設(shè)計往往是最為高效的，但是其尺寸最大且成本也最高。雖然調(diào)高頻率可以縮小尺寸并降低成本，但會增加電路損耗。接下來，我們使用一款簡單的降壓電源來描述這些權(quán)衡過程。
我們以濾波器組件作為開始。這些組件占據(jù)了電源體積的大部分，同時濾波器的尺寸同工作頻率成反比關(guān)系。另一方面，每一次開關(guān)轉(zhuǎn)換都會伴有能量損耗；工作頻率越高，開關(guān)損耗就越高，同時效率也就越低。其次，較高的頻率運行通常意味著可以使用較小的組件值。因此，更高頻率運行能夠帶來極大的成本節(jié)約。
圖 1 顯示的是降壓電源頻率與體積的關(guān)系。頻率為 100 kHz 時，電感占據(jù)了電源體積的大部分（深藍(lán)色區(qū)域）。如果我們假設(shè)電感體積與其能量相關(guān)，那么其體積縮小將與頻率成正比例關(guān)系。由于某種頻率下電感的磁芯損耗會極大增高并限制尺寸的進(jìn)一步縮小，因此在此情況下上述假設(shè)就不容樂觀了。如果該設(shè)計使用陶瓷電容，那么輸出電容體積（褐色區(qū)域）便會隨頻率縮小，即所需電容降低。另一方面，之所以通常會選用輸入電容，是因為其具有紋波電流額定值。該額定值不會隨頻率而明顯變化，因此其體積（黃色區(qū)域）往往可以保持恒定。另外，電源的半導(dǎo)體部分不會隨頻率而變化。這樣，由于低頻開關(guān)，無源器件會占據(jù)電源體積的大部分。當(dāng)我們轉(zhuǎn)到高工作頻率時，半導(dǎo)體（即半導(dǎo)體體積，淡藍(lán)色區(qū)域）開始占據(jù)較大的空間比例。
圖1 ：電源組件體積主要由半導(dǎo)體占據(jù)。
該曲線圖顯示半導(dǎo)體體積本質(zhì)上并未隨頻率而變化，而這一關(guān)系可能過于簡單化。與半導(dǎo)體相關(guān)的損耗主要有兩類：傳導(dǎo)損耗和開關(guān)損耗。同步降壓轉(zhuǎn)換器中的傳導(dǎo)損耗與 MOSFET 的裸片面積成反比關(guān)系。MOSFET 面積越大，其電阻和傳導(dǎo)損耗就越低。
開關(guān)損耗與 MOSFET 開關(guān)的速度以及 MOSFET 具有多少輸入和輸出電容有關(guān)。這些都與器件尺寸的大小相關(guān)。大體積器件具有較慢的開關(guān)速度以及更多的電容。圖 2 顯示了兩種不同工作頻率 （F） 的關(guān)系。傳導(dǎo)損耗 （Pcon）與工作頻率無關(guān)，而開關(guān)損耗 （Psw F1 和 Psw F2） 與工作頻率成正比例關(guān)系。因此更高的工作頻率 （Psw F2） 會產(chǎn)生更高的開關(guān)損耗。當(dāng)開關(guān)損耗和傳導(dǎo)損耗相等時，每種工作頻率的總損耗最低。另外，隨著工作頻率提高，總損耗將更高。
但是，在更高的工作頻率下，最佳裸片面積較小，從而帶來成本節(jié)約。實際上，在低頻率下，通過調(diào)整裸片面積來最小化損耗會帶來極高成本的設(shè)計。但是，轉(zhuǎn)到更高工作頻率后，我們就可以優(yōu)化裸片面積來降低損耗，從而縮小電源的半導(dǎo)體體積。這樣做的缺點是，如果我們不改進(jìn)半導(dǎo)體技術(shù)，那么電源效率將會降低。
圖2 ：提高工作頻率會導(dǎo)致更高的總體損耗。
如前所述，更高的工作頻率可縮小電感體積；所需的內(nèi)層芯板會減少。更高頻率還可降低對于輸出電容的要求。有了陶瓷電容，我們就可以使用更低的電容值或更少的電容。這有助于縮小半導(dǎo)體裸片面積，進(jìn)而降低成本。
2：駕馭噪聲電源
無噪聲電源并非是偶然設(shè)計出來的。一種好的電源布局是在設(shè)計時最大程度的縮短實驗時間�；ㄙM數(shù)分鐘甚至是數(shù)小時的時間來仔細(xì)查看電源布局，便可以省去數(shù)天的故障排查時間。
圖 1 顯示的是電源內(nèi)部一些主要噪聲敏感型電路的結(jié)構(gòu)圖。將輸出電壓與一個參考電壓進(jìn)行比較以生成一個誤差信號，然后再將該信號與一個斜坡相比較，以生成一個用于驅(qū)動功率級的 PWM（脈寬調(diào)制）信號。
電源噪聲主要來自三個地方：誤差放大器輸入與輸出、參考電壓以及斜坡。對這些節(jié)點進(jìn)行精心的電氣設(shè)計和物理設(shè)計有助于最大程度地縮短故障診斷時間。一般而言，噪聲會與這些低電平電路電容耦合。一種卓越的設(shè)計可以確保這些低電平電路的緊密布局，并遠(yuǎn)離所有開關(guān)波形。接地層也具有屏蔽作用。
圖1 ：低電平控制電路的諸多噪聲形成機(jī)會。
誤差放大器輸入端可能是電源中最為敏感的節(jié)點，因為其通常具有最多的連接組件。如果將其與該級的極高增益和高阻抗相結(jié)合，后患無窮。在布局過程中，您必須最小化節(jié)點長度，并盡可能近地將反饋和輸入組件靠近誤差放大器放置。如果反饋網(wǎng)絡(luò)中存在高頻積分電容，那么您必須將其靠近放大器放置，其他反饋組件緊跟其后。并且，串聯(lián)電阻-電容也可能形成補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。最理想的結(jié)果是，將電阻靠近誤差放大器輸入端放置，這樣，如果高頻信號注入該電阻-電容節(jié)點時，那么該高頻信號就不得不承受較高的電阻阻抗—而電容對高頻信號的阻抗則很小。
斜坡是另一個潛在的會帶來噪聲問題的地方。斜坡通常由電容器充電（電壓模式）生成，或由來自于電源開關(guān)電流的采樣（電流模式）生成。通常，電壓模式斜坡并不是一個問題，因為電容對高頻注入信號的阻抗很小。而電流斜坡卻較為棘手，因為存在了上升邊沿峰值、相對較小的斜坡振幅以及功率級寄生效應(yīng)。
圖 2 顯示了電流斜坡存在的一些問題。第一幅圖顯示了上升邊沿峰值和隨后產(chǎn)生的電流斜坡。比較器（根據(jù)其不同速度）具有兩個電壓結(jié)點 （potential trip points），結(jié)果是無序控制運行，聽起來更像是煎熏肉的聲音。
利用控制 IC 中的上升邊沿消隱可以很好地解決這一問題，其忽略了電流波形的最初部分。波形的高頻濾波也有助于解決該問題。同樣也要將電容器盡可能近地靠近控制 IC 放置。正如這兩種波形表現(xiàn)出來的那樣，另一種常見的問題是次諧波振蕩。這種寬－窄驅(qū)動波形表現(xiàn)為非充分斜率補(bǔ)償。向當(dāng)前斜坡增加更多的電壓斜坡便可以解決該問題。
盡管您已經(jīng)相當(dāng)仔細(xì)地設(shè)計了電源布局，但是您的原型電源還是存在噪聲。這該怎么辦呢？首先，您要確定消除不穩(wěn)定因素的環(huán)路響應(yīng)不存在問題。有趣的是，噪聲問題可能會看起來像是電源交叉頻率上的不穩(wěn)定。但真正的情況是該環(huán)路正以其最快響應(yīng)速度糾出注入誤差。同樣，最佳方法是識別出噪聲正被注入下列三個地方之一：誤差放大器、參考電壓或斜坡。您只需分步解決便可！
第一步是檢查節(jié)點，看斜坡中是否存在明顯的非線性，或者誤差放大器輸出中是否存在高頻率變化。如果檢查后沒有發(fā)現(xiàn)任何問題，那么就將誤差放大器從電路中取出，并用一個清潔的電壓源加以代替。這樣您應(yīng)該就能夠改變該電壓源的輸出，以平穩(wěn)地改變電源輸出。如果這樣做奏效的話，那么您就已經(jīng)將問題范圍縮小至參考電壓和誤差放大器了。
有時，控制 IC 中的參考電壓易受開關(guān)波形的影響。利用添加更多（或適當(dāng)）的旁路可能會使這種狀況得到改善。另外，使用柵極驅(qū)動電阻來減緩開關(guān)波形也可能會有助于解決這一問題。如果問題出在誤差放大器上，那么降低補(bǔ)償組件阻抗會有所幫助，因為這樣降低了注入信號的振幅。如果所有這些方法都不奏效，那么就從印刷電路板將誤差放大器節(jié)點去除。對補(bǔ)償組件進(jìn)行架空布線 （air wiring） 可以幫助我們識別出哪里有問題。
3：阻尼輸入濾波器
開關(guān)調(diào)節(jié)器通常優(yōu)于線性調(diào)節(jié)器，因為它們更高效，而開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)則十分依賴輸入濾波器。這種電路元件與電源的典型負(fù)動態(tài)阻抗相結(jié)合，可以誘發(fā)振蕩問題。本文將闡述如何避免此類問題的出現(xiàn)。
一般而言，所有的電源都在一個給定輸入范圍保持其效率。因此，輸入功率或多或少地與輸入電壓水平保持恒定。圖 1 顯示的是一個開關(guān)電源的特征。隨著電壓的下降，電流不斷上升。
圖 1 開關(guān)電源表現(xiàn)出的負(fù)阻抗
負(fù)輸入阻抗
電壓-電流線呈現(xiàn)出一定的斜率，其從本質(zhì)上定義了電源的動態(tài)阻抗。這根線的斜率等于負(fù)輸入電壓除以輸入電流。也就是說，由 Pin = V • I，可以得出 V = Pin/I；并由此可得 dV/dI = –Pin/I2 或 dV/dI ≈ –V/I。
該近似值有些過于簡單，因為控制環(huán)路影響了輸入阻抗的頻率響應(yīng)。但是很多時候，當(dāng)涉及電流模式控制時這種簡單近似值就已足夠了。
為什么需要輸入濾波器
開關(guān)調(diào)節(jié)器輸入電流為非連續(xù)電流，并且在輸入電流得不到濾波的情況下其會中斷系統(tǒng)的運行。大多數(shù)電源系統(tǒng)都集成了一個如圖 2 所示類型的濾波器。電容為功率級的開關(guān)電流提供了一個低阻抗，而電感則為電容上的紋波電壓提供了一個高阻抗。該濾波器的高阻抗使流入源極的開關(guān)電流最小化。在低頻率時，該濾波器的源極阻抗等于電感阻抗。在您升高頻率的同時，電感阻抗也隨之增加。在極高頻率時，輸出電容分流阻抗。在中間頻率時，電感和電容實質(zhì)上就形成了一種并聯(lián)諧振電路，從而使電源阻抗變高，呈現(xiàn)出較高的電阻。
大多數(shù)情況下，峰值電源阻抗可以通過首先確定濾波器 （Zo） 的特性阻抗來估算得出，而濾波器特性阻抗等于電感除以電容所得值的平方根。這就是諧振下電感或者電容的阻抗。
接下來，對電容的等效串聯(lián)電阻 （ESR） 和電感的電阻求和。這樣便得到電路的 Q 值。峰值電源阻抗大約等于 Zo 乘以電路的 Q 值。
振蕩
但是，開關(guān)的諧振濾波器與電源負(fù)阻抗耦合后會出現(xiàn)問題。圖 3 顯示的是在一個電壓驅(qū)動串聯(lián)電路中值相等、極性相反的兩個電阻。這種情況下，輸出電壓趨向于無窮大。當(dāng)您獲得由諧振輸入濾波器等效電阻所提供電源的負(fù)電阻時，您也就會面臨一個類似的電源系統(tǒng)情況；這時，電路往往就會出現(xiàn)振蕩。
圖 3 與其負(fù)阻抗耦合的開關(guān)諧振濾波器可引起不必要的振蕩
設(shè)計穩(wěn)定電源系統(tǒng)的秘訣是保證系統(tǒng)電源阻抗始終大大小于電源的輸入阻抗。我們需要在最小輸入電壓和最大負(fù)載（即最低輸入阻抗）狀態(tài)下達(dá)到這一目標(biāo)。
在極端情況下，這些阻抗振幅可以相等，但是其符號相反從而構(gòu)成了一個振蕩器。業(yè)界通用的標(biāo)準(zhǔn)是輸入濾波器的源極阻抗應(yīng)至少比開關(guān)調(diào)節(jié)器的輸入阻抗低 6dB，作為最小化振蕩概率的安全裕度。
輸入濾波器設(shè)計通常以根據(jù)紋波電流額定值或保持要求選擇輸入電容（圖 1 所示 CO）開始的。第二步通常包括根據(jù)系統(tǒng)的 EMI 要求選擇電感 （LO）。正如我們上個月討論的那樣，在諧振附近，這兩個組件的源極阻抗會非常高，從而導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。圖 1 描述了一種控制這種阻抗的方法，其將串聯(lián)電阻 （RD） 和電容 （CD） 與輸入濾波器并聯(lián)放置。利用一個跨接 CO 的電阻，可以阻尼濾波器。但是，在大多數(shù)情況下，這樣做會導(dǎo)致功率損耗過高。
另一種方法是在濾波器電感的兩端添加一個串聯(lián)連接的電感和電阻。
圖 1 CD 和 RD 阻尼輸出濾波器源極阻抗
選擇阻尼電阻
有趣的是，一旦選擇了四個其他電路組件，那么就會有一個阻尼電阻的最佳選擇。圖 2 顯示的是不同阻尼電阻情況下這類濾波器的輸出阻抗。紅色曲線表示過大的阻尼電阻。請思考一下極端的情況，如果阻尼電阻器開啟，那么峰值可能會非常的高，且僅由 CO 和 LO 來設(shè)定。藍(lán)色曲線表示阻尼電阻過低。如果電阻被短路，則諧振可由兩個電容和電感的并聯(lián)組合共同設(shè)置。綠色曲線代表最佳阻尼值。利用一些包含閉型解的計算方法（見參考文獻(xiàn) 1）就可以很輕松地得到該值。
圖 2 在給定 CD-CO 比的情況下，有一個最佳阻尼電阻
選擇組件
在選擇阻尼組件時，圖 3 非常有用。該圖是通過使用 RD Middlebrook 建立的閉型解得到的。橫坐標(biāo)為阻尼濾波器輸出阻抗與未阻尼濾波器典型阻抗 （ZO = （LO/CO）1/2） 的比�？v坐標(biāo)值有兩個：阻尼電容與濾波器電容 （N） 的比；以及阻尼電阻同該典型阻抗的比。利用該圖，首先根據(jù)電路要求來選擇 LO 和 CO，從而得到 ZO。隨后，將最小電源輸入阻抗除以二，得到您的最大輸入濾波器源極阻抗 （6dB）。
最小電源輸入阻抗等于 Vinmin2/Pmax。只需讀取阻尼電容與濾波器電容的比以及阻尼電阻與典型阻抗的比， 您便可以計算得到一個橫坐標(biāo)值。例如，一個具有 10μH 電感和 10μH 電容的濾波器具有 Zo = （10μH/10 μF）1/2 = 1 Ohm 的典型阻抗。如果它正對一個 12V 最小輸入的 12W 電源進(jìn)行濾波，那么該電源輸入阻抗將為 Z = V2/P = 122/12 = 12 Ohms。這樣，最大源極阻抗應(yīng)等于該值的二分之一，也即 6 Ohms�，F(xiàn)在，在 6/1 = 6 的 X 軸上輸入該圖，那么，CD/CO = 0.1，即 1 μF，同時 RD/ZO = 3，也即 3 Ohms。
圖 3 選取 LO 和 CO 后，便可從最大允許源極阻抗范圍內(nèi)選擇 CD 和 RD。
4：降壓-升壓電源設(shè)計中降壓控制器的使用
電子電路通常都工作在正穩(wěn)壓輸出電壓下，而這些電壓一般都是由降壓穩(wěn)壓器來提供的。如果同時還需要負(fù)輸出電壓，那么在降壓—升壓拓?fù)渲芯涂梢耘渲孟嗤慕祲嚎刂破�。�?fù)輸出電壓降壓—升壓有時稱之為負(fù)反向，其工作占空比為 50%，可提供相當(dāng)于輸入電壓但極性相反的輸出電壓。其可以隨著輸入電壓的波動調(diào)節(jié)占空比，以“降壓”或“升壓”輸出電壓來維持穩(wěn)壓。
圖 1 顯示了一款精簡型降壓—升壓電路，以及電感上出現(xiàn)的開關(guān)電壓。這樣一來該電路與標(biāo)準(zhǔn)降壓轉(zhuǎn)換器的相似性就會頓時明朗起來。實際上，除了輸出電壓和接地相反以外，它和降壓轉(zhuǎn)換器完全一樣。這種布局也可用于同步降壓轉(zhuǎn)換器。這就是與降壓或同步降壓轉(zhuǎn)換器端相類似的地方，因為該電路的運行與降壓轉(zhuǎn)換器不同。
FET 開關(guān)時出現(xiàn)在電感上的電壓不同于降壓轉(zhuǎn)換器的電壓。正如在降壓轉(zhuǎn)換器中一樣，平衡伏特-微秒 （V-μs） 乘積以防止電感飽和是非常必要的。當(dāng) FET 為開啟時（如圖 1 所示的 ton 間隔），全部輸入電壓被施加至電感。這種電感“點”側(cè)上的正電壓會引起電流斜坡上升，這就帶來電感的開啟時間 V-μs 乘積。FET 關(guān)閉 （toff） 期間，電感的電壓極性必須倒轉(zhuǎn)以維持電流，從而拉動點側(cè)為負(fù)極。電感電流斜坡下降，并流經(jīng)負(fù)載和輸出電容，再經(jīng)二極管返回。電感關(guān)閉時V-μs 乘積必須等于開啟時 V-μs 乘積。由于 Vin 和 Vout 不變，因此很容易便可得出占空比 （D） 的表達(dá)式：D=Vout/（Vout “ Vin）。這種控制電路通過計算出正確的占空比來維持輸出電壓穩(wěn)壓。上述表達(dá)式和圖 1 所示波形均假設(shè)運行在連續(xù)導(dǎo)電模式下。
圖1：降壓—升壓電感要求平衡其伏特-微秒乘積。
降壓—升壓電感必須工作在比輸出負(fù)載電流更高的電流下。其被定義為 IL = I《 sub》/（1-D），或只是輸入電流與輸出電流相加。對于和輸入電壓大小相等的負(fù)輸出電壓（D = 0.5）而言，平均電感電流為輸出的 2 倍。
有趣的是，連接輸入電容返回端的方法有兩種，其會影響輸出電容的 rms 電流。典型的電容布局是在 +Vin 和 Gnd 之間，與之相反，輸入電容可以連接在 +Vin和 ”V《 sub》 之間。利用這種輸入電容配置可降低輸出電容的rms電流。然而，由于輸入電容連接至 “Vout，因此 ”Vout 上便形成了一個電容性分壓器。這就在控制器開始起作用以前，在開啟時間的輸出上形成一個正峰值。為了最小化這種影響，最佳的方法通常是使用一個比輸出電容要小得多的輸入電容，請參見圖 2 所示的電路。輸入電容的電流在提供 dc 輸出電流和吸收平均輸入電流之間相互交替。rms 電流電平在最高輸入電流的低輸入電壓時最差。因此，選擇電容器時要多加注意，不要讓其 ESR 過高。陶瓷或聚合物電容器通常是這種拓?fù)漭^為合適的選擇。
圖2：降壓控制器在降壓—升壓中的雙重作用。
必須要選擇一個能夠以最小輸入電壓減去二極管壓降上電的控制器，而且在運行期間還必須能夠承受得住 Vin 加 Vout 的電壓。FET 和二極管還必須具有適用于這一電壓范圍的額定值。通過連接輸出接地的反饋電阻器可實現(xiàn)對輸出電壓的調(diào)節(jié)，這是由于控制器以負(fù)輸出電壓為參考電壓。只需精心選取少量組件的值，并稍稍改動電路，降壓控制器便可在負(fù)輸出降壓—升壓拓?fù)渲衅鸬诫p重作用。 |
