手機、智能手機、個人導(dǎo)航設(shè)備(PND)和MP3播放器等無線通信設(shè)備是現(xiàn)今最炙手可熱的消費電子產(chǎn)品；而功率放大器（PA）則是這些設(shè)備中的關(guān)鍵組件。因此，PA的重要性及業(yè)界對之的關(guān)注均顯著增加。
一直以來，PA都是電子設(shè)備中的耗能大戶，大大縮短了移動設(shè)備寶貴的電池壽命。例如，一個典型的WiMAX無線電設(shè)備中，基帶和收發(fā)器的功耗只有約600mW，而PA的功耗卻接近1.3W。
工程師在設(shè)計PA之前，有許多選擇供他們仔細考慮。設(shè)計工程師面臨的第一個問題是：采用硅材料還是III-V族材料?本文將概述影響PA設(shè)計的一些重要問題，并探討多種基本半導(dǎo)體技術(shù)的優(yōu)劣勢，而這些技術(shù)將決定在硅和III-V族(砷化鎵，即GaAs)的爭戰(zhàn)中誰將勝出。
電子行業(yè)日新月異，近來的許多技術(shù)革新都對PA設(shè)計有不可忽視的影響。采用了正交頻分復(fù)用(OFDM)方案的技術(shù)，如WiFi、WiMAX和LTE，為PA帶來了一些最具挑戰(zhàn)性的工作環(huán)境。
這些應(yīng)用中采用的PA需要高線性度來滿足信噪比(SNR)目標(biāo)，同時還必須能夠處理與OFDM有關(guān)的高峰均功率比。
此外，基于WiFi(802.11)和WiMAX(802.1)的標(biāo)準(zhǔn)是目前中國以及全球增長最快的使用技術(shù)。因此，我們必須關(guān)注在低功耗(<1W)、高線性度OFDM PA應(yīng)用中，GaAs與硅的爭奪之戰(zhàn)。
不論PA設(shè)計人員選擇了硅或GaAs，他們都需要進一步選擇其它選項，而每個選項都有其優(yōu)缺點，需要設(shè)計人員仔細權(quán)衡，以求滿足所設(shè)計應(yīng)用的特定要求。
譬如，在GaAs方面，有眾多設(shè)計選項，如：
1. GaAs HBT(基于雙極型)
2. GaAs pHEMT(基于前端FET技術(shù))
3. GaAs BiFET(雙極型和多種FET技術(shù)的混合)
注：
pHEMT=應(yīng)變型高電子遷移率晶體管
FET=場效應(yīng)晶體管
在硅方面，工程師可以采用以下技術(shù)進行設(shè)計：
1. CMOS(基于FET)
2. SiGe BiCMOS(速度更高，雙極型和FET技術(shù)的混合)
目前，OFDM PA設(shè)計的技術(shù)選擇有GaAs HBT和SiGe BiCMOS。
迄今為止，GaAs一直廣泛用于OFDM，因為它能夠在轉(zhuǎn)換頻率(fT)和擊穿電壓之間取得更好的權(quán)衡來提供大功率。
最近10年間，硅技術(shù)發(fā)展迅速，要選擇出具有主導(dǎo)優(yōu)勢的技術(shù)變得越來越困難。
直到幾年前，2GHz和/或50mW以上的器件都是采用GaAs來設(shè)計的；但今天，在接近1W的功率級，可以采用SiGe BiCMOS PA，甚至在10GHz頻率下，這些器件也能夠充分發(fā)揮其功能。
如果效率是你的PA設(shè)計的關(guān)鍵，GaAs技術(shù)將仍然能夠表現(xiàn)出最佳性能，尤其是在功率較大的情況下。此外，GaAs技術(shù)還具有更大的擊穿電壓，可以使PA設(shè)計更為穩(wěn)健。不過好消息是，業(yè)界已經(jīng)成功開發(fā)了能夠保護擊穿電壓較低的硅器件的電路。
更復(fù)雜的是，對于容許較低輸出功率(小于15dBm)和相當(dāng)?shù)托?約10%)的應(yīng)用，集成式CMOS PA正開始成為2.4和5GHz的選項之一。
與“SiGe半導(dǎo)體公司”這個名字相反，我們其實同時采用GaAs和硅技術(shù)來設(shè)計PA，故能夠為設(shè)計工程師就每一種技術(shù)在特定應(yīng)用中的優(yōu)劣勢提供客觀公允的看法。
單一設(shè)備中使用多種無線電技術(shù)
目前，業(yè)界存在著多種不同的無線通信技術(shù)，這種局面常常導(dǎo)致在單個設(shè)備中有多個射頻器件同時工作。例如，在通話期間利用藍牙耳機時，藍牙和蜂窩必須同時工作。此外，在網(wǎng)絡(luò)切換期間，移動設(shè)備上的WiMAX和蜂窩無線電會同時啟動；當(dāng)GPS用于蜂窩電話上時，蜂窩和GPS也會同時啟動。
圖1所示為一個雙模WiMAX/WCDMA無線電典型實例。在該例中，一個WCDMA子卡位于一個WiMAX模塊之上，而且二者非常接近。如果WiMAX和WCDMA無線電必須同時工作(在網(wǎng)絡(luò)切換時需要)，則必須注意確保二者間互不干擾。
圖1：雙模WCDMA/WiMAX無線電。(WiMAX模塊、WCDMA子卡、)
你可能會問這與PA有什么關(guān)系？因為WCDMA和WiMAX的工作頻率并不一樣，所以我們也許可以假定，即使兩個無線電同時工作，也不會產(chǎn)生任何問題。
然而，實際情況并非如此。一個無線電在另一個無線電的通帶內(nèi)所發(fā)出的噪聲，在接收器端是無法被過濾掉的，而且更會降低受害接收器的靈敏度。當(dāng)兩個無線電被配置在同一個設(shè)備中時，這個問題最為明顯(見圖1)，因為一個無線電發(fā)出的信號會毫無衰減地到達另一個無線電的接收器。
為闡明這一技術(shù)挑戰(zhàn)，讓我們考慮下面的情形：
我們有一WiMAX無線電，工作頻率為2.5到2.7GHz；而發(fā)射功率為23dBm；以及一個會受影響的WCDMA無線電，其接收信號頻率為2.17GHz。我們希望能確定WCDMA無線電的噪聲容限，并由此得知其靈敏度，以測出最小信號，并確保WiMAX無線電工作時不會因任何小于0.1dB的信號而受損。
WCDMA的信道帶寬為3.84MHz；而要編碼CDMA信號則需要117dBm的靈敏度。假設(shè)編碼增益為21dB(128位芯片代碼長度)，則靈敏度為-96dBm/3.84MHz，或-161.8dBm/Hz。
基于此，WCDMA天線的噪聲必須低于-170.9dBm/Hz，使靈敏度只減小0.1dB(-178.1dBm+ -161.8dBm，結(jié)果是-161.7dBm的凈噪聲)。
當(dāng)然，隨信號從WiMAX Tx天線傳輸?shù)絎CDMA Rx天線，WiMAX PA發(fā)出的噪聲功率會減小。不過，由于兩個無線電靠得非常近，天線之間的隔離最多只能在20dB左右，因此WiMAX無線電的輸出噪聲必須低于-150.9dBm/Hz。
計算出WiMAX無線電的輸出噪聲目標(biāo)后，我們就可以考慮PA設(shè)計所牽涉的范圍了。假設(shè)PA的輸入噪聲在噪聲基底(-174dBm/Hz)上，PA在2.17GHz時的增益30dB，噪聲系數(shù)5dB。那么，PA的凈噪聲將為-174+30+5=-139dBm/Hz，而且，為使WCDMAPA的靈敏度只減小0.1dB，需要2170MHz/12dB的額外濾波。
這樣看來，濾波器的最佳位置似乎是直接跟在PA后面。然而，這種做法不值得推薦，因為PA之后的任何損耗都將導(dǎo)致顯著的額外功耗，而這種功耗將以熱的形式耗散。其次，濾波器損耗的影響會隨輸出功率的增加而更嚴(yán)重。例如，假設(shè)共存濾波器有1.5dB的損耗，PA的效率為20%(表1顯示了不同輸出功率下，該濾波器對功耗和PA凈效率的影響)。對于18dBm的輸出功率，1.5dB的濾波器損耗會造成大約130mW的額外DC功耗，其中一部分在濾波器中消耗(26mW)，剩下的大部分(104mW)都是PA消耗的。PA必須增大1.5dB才能克服濾波器的損耗。當(dāng)發(fā)射功率為23dBm時，增加濾波器會增加411mW的功耗。在26dBm時，功耗增加821mW。若是把濾波器放在PA后面，則可能導(dǎo)致嚴(yán)重的能量損耗(尤其是在輸出功率較高時)，縮短電池壽命。此外，因為PA必須做得比較大才能克服濾波器損耗，所以成本也會增加。同時，還有一點需注意的，即在每一個輸出功率下，1.5dB的后置PA損耗都會使PA效率降低相同數(shù)量，從20%到大約14.2%。
表1：后置PA損耗對功耗的影響。(想要得到的輸出功率、后置PA共存濾波器損耗、所需輸出功耗、PA功耗(假設(shè)無后置PA損耗)、實際PA功耗、額外的功耗、PAE凈值)
設(shè)計工程師的目標(biāo)如果不是降低功耗，則最好不要把共存濾波器放在PA之后，但也不能放在PA之前，因為大部分噪聲實際上都是在PA內(nèi)產(chǎn)生的。要獲得最佳性能，濾波器的最佳位置是放在PA級之間，在PA芯片內(nèi)。
這樣，產(chǎn)生了一個問題：即哪一種技術(shù)最適合于實現(xiàn)集成式濾波器。最初，基于GaAs的半導(dǎo)體技術(shù)頗具優(yōu)勢，因為無源器件的基板損耗較低，可獲得“更高的Q”(系統(tǒng)振蕩頻率與能量消耗速度之比)。然而，前面提及的硅工藝不斷演進發(fā)展，現(xiàn)在已經(jīng)可以在絕緣二氧化硅(SiO2)上制作無源器件了，而且其性能還可媲美在更低損耗的GaAs基板上制作的器件。
不過，還有另一個必須額外考慮的事項。
在調(diào)諧領(lǐng)域，數(shù)字控制線路的運用為硅技術(shù)提供了一大優(yōu)勢。當(dāng)前的半導(dǎo)體晶圓生產(chǎn)存在著容限，難以把無源器件的電容電感，控制到能滿足要求嚴(yán)苛的共存濾波器所需的精度。這意味著需要對器件進行某些形式的后生產(chǎn)調(diào)諧，來滿足共存濾波器的要求。SiGe BiCMOS或Si-CMOS技術(shù)能夠把模擬或數(shù)字控制集成在調(diào)諧銳截止濾波器(sharp filter)中。
數(shù)字自適應(yīng)預(yù)失真(DAPD)技術(shù)的開發(fā)
按照摩爾定律，隨著數(shù)字硬件的價格不斷下降，數(shù)字自適應(yīng)預(yù)失真(DAPD)校正技術(shù)的成本也會逐年降低，變得越來越具吸引力。
在一個DAPD系統(tǒng)中(如圖2所示)，PA的輸出被采樣，下行轉(zhuǎn)換到基帶，然后與輸入信號進行比較。系統(tǒng)會對由功放所造成的相位和振幅失真進行檢測，然后調(diào)節(jié)基帶信號，以準(zhǔn)確抵消這些失真。這種技術(shù)可以提高PA的總體效率。
預(yù)失真的代價不僅僅是成本方面的。RF輸出信號的下行轉(zhuǎn)換以及信號處理的執(zhí)行都會產(chǎn)生額外的功耗。設(shè)計工程師必須一直確保效率提高的優(yōu)勢，能夠彌補實現(xiàn)這些額外功能性所需的成本代價。查找表往往極少更新，而DAPD模塊大多數(shù)時間都是關(guān)斷的，這意味著DAPD的使用一般對材料清單的影響可忽略不計。
圖2：數(shù)字自適應(yīng)預(yù)失真系統(tǒng)的模塊示意圖。(基帶、調(diào)制器、查找表、查找表更新、基帶波包、RF輸出)
業(yè)界公認，當(dāng)DAPD與高度非線性技術(shù)開發(fā)的PA配合使用時，可發(fā)揮最大的作用。預(yù)失真器所需的功率遠遠小于放大器的功率，故較大的放大器也同樣受到影響。例如，集成式CMOS PA現(xiàn)已開始整合在低功率WiFi 手機中，這些 CMOS PA的fT 非常低，需要在極高的電流密度下工作才能獲得所需的線性度，來滿足WiFi EVM規(guī)范要求。若這些器件在較低電流下工作，它們會變得高度非線性，這時，采用了集成式CMOS PA的WiFi設(shè)備必須使用DAPD。但即使是使用了預(yù)失真技術(shù)，集成式CMOS PA的效率也相當(dāng)?shù)停话阈∮?0%。不過，由于這些器件都在較低的輸出功率下(通常小于40mW)工作，因此效率不是那么重要，DAPD已能確保足夠的線性度。
GaAs和SiGe晶體管的固有線性特征減少了對預(yù)失真的需求，可以用作CMOS的替代方案。不過，要注意的是，預(yù)失真還可改善誤差向量幅度(EVM)和頻譜模板(spectral mask)，因此能夠提高性能。
要優(yōu)化帶DAPD的PA的性能，最好是按最大效率而非最大線性度來設(shè)計。此外，通過優(yōu)化反饋，設(shè)計工程師能夠調(diào)節(jié)預(yù)失真以進一步校正EVM或頻譜模板。在某些情況下，比如當(dāng)輸出功率增加導(dǎo)致WiFi PA模板特性大幅受限時，因為帶外發(fā)射(out-of-band emission)的限制規(guī)定了最大絕對發(fā)射級別，所以這是十分重要的。這方面還有其它一些系統(tǒng)，比如日本新推出的xgPHS，采用了256QAM調(diào)制，需要工程師針對EVM校正來優(yōu)化DAPD。
對DAPD來說，不存在什么優(yōu)選技術(shù)。至于GaAs或BiCMOS PA，預(yù)失真不是必須的，但它有助于提高效率，尤其是在輸出功率較高時。
對于CMOS PA，因為這種技術(shù)的效率相當(dāng)?shù)�，所以預(yù)失真卻是一項必備要求。
耗電量最小化
PA一般是根據(jù)額定輸出功率下的耗電量來標(biāo)注的，而功率附加效率(PAE)則通常在全功率下定義。當(dāng)輸出功率降低時，從PA流出的電流也隨之而降低。但流出的電流與輸出功率并不成線性關(guān)系，例如，如果輸出功率降低50%(3dB)，電流一般只減小20%左右。
此外，當(dāng)輸出功率回退近零時，因PA的偏置電流之故，電流不會降為零，而是在PA靜態(tài)電流(Icq)處達到飽和。
在許多應(yīng)用中，靜態(tài)電流無關(guān)緊要。譬如，若PA在最大功率附近工作時，只要它發(fā)射功率，就會產(chǎn)生功耗，這時回退不重要，且靜態(tài)電流(Icq)也變得不相關(guān)。
802.11 WiFi PA就是這樣的典型例子。當(dāng)數(shù)據(jù)被發(fā)射時，PA啟動，并一直在最大功率下工作，但在發(fā)射脈沖之間，它則被禁用，并同樣只消耗泄漏電流。
如果一個PA是針對廣大范圍的發(fā)射功率而設(shè)計的，則回退功率級下的功耗和Icq變得十分重要。這一點在CDMA和WiMAX PA中顯然可見。WiMAX需要45dB的最小發(fā)射動態(tài)范圍，因為功率控制是整個網(wǎng)絡(luò)固有的。(圖3顯示了CDMA和WiMAX網(wǎng)絡(luò)中移動設(shè)備可能的發(fā)射功率分布)。對于CDMA，由圖可看出，手機主要在-4dBm下發(fā)射，極少在最大功率下發(fā)射。
對于WiMAX，手機主要在10dBm左右下發(fā)射，正如CDMA設(shè)備很少在最大功率下發(fā)射。此圖還標(biāo)示了一個典型PA的耗電量與輸出功率的關(guān)系。由于PA最常在低功率下發(fā)射，因此可看出盡量減小較低輸出功率下的耗電量以盡可能延長電池壽命的重要性。
圖3：CDMA和WiMAX網(wǎng)絡(luò)設(shè)備的發(fā)射功率分布。(輸出功率分布、發(fā)生概率、電流、輸出功率、電流消耗)
至于在回退功率下能否獲得高效率，不同技術(shù)之間沒有什么優(yōu)勢差異──它們?nèi)枷喈?dāng)差。例如，典型WiMAX PA的Icq為100mA。如果我們假設(shè)PA在0dBm功率時電流為Icq，則功耗為330mW，且在0dBm輸出功率下效率只有0.3%；另一方面，在滿額定功率下它的效率約為20%。
低輸出功率下的功耗降低技術(shù)
一項可減小低輸出功率下功耗的有效技術(shù)，是在低輸出功率下使輸出級旁路，把RF能量發(fā)送到末級周圍。輸出級是最大的級，吸取電流最多。因為輸出級被旁路時無耗電，故這項技術(shù)能夠降低增益，顯著減少PA的電流。
開關(guān)是實現(xiàn)輸出級旁路最受歡迎的方法。其中最常用的是帶有FET開關(guān)的技術(shù)，因為這些器件的損耗低得多，并且線性度更好。因此，pHEMT或GaAs BiFET工藝都是很好的選擇。SiGe BiCMOS工藝也十分適合于開發(fā)低靜態(tài)電流器件。目前的絕緣體上硅(SOI)技術(shù)可以創(chuàng)建出媲美GaAs開關(guān)的SOI開關(guān)。
利用GaAs HBT或CMOS技術(shù)來制造高效開關(guān)就要困難得多，因此這些技術(shù)通常不適合作為超低靜態(tài)電流的輸出級旁路方案。
PA與泄漏電流
如果無線系統(tǒng)中沒有數(shù)據(jù)發(fā)射，PA會被禁用，而在理想情況下，這時是完全無功耗的。然而，除非開關(guān)與驅(qū)動PA的電源串聯(lián)(但由于成本、尺寸和功耗的原因，這種方案不可取)，PA將總是讓供電電壓加載在集電極(雙極型器件)或漏極(FET器件)上。在實際情況中，雖然PA是“關(guān)斷的”，但仍總是有少量的泄漏電流流過。這個泄漏電流屬于一種寄生電池泄漏，會縮短移動設(shè)備的待機時間。對手機這類待機時間至關(guān)重要的設(shè)備而言，低泄漏電流常常是一項必不可少的嚴(yán)格要求。
在前面已討論過的技術(shù)中，大多數(shù)都可以用來解決滿足低泄漏要求的技術(shù)難題。GaAs HBT、SiGe HBT和CMOS PA都能夠?qū)崿F(xiàn)低泄漏電流，泄漏電流一般在10μA之下。
鑒于其技術(shù)特性，一般來說，pHEMT PA的泄漏電流大于其它技術(shù)制造的PA。從技術(shù)層面來說，pHEMT的柵極看起來像一個二極管，所以閾值電壓必須相當(dāng)?shù)?大大小于二極管的電壓降)。因此，通過柵極加載0V，可能產(chǎn)生可測量的泄漏電流。其它技術(shù)則帶有絕緣柵，故閾值電壓較高，泄漏電流因此而小得多。
移動電話生產(chǎn)商不斷努力地減少會使電池耗盡、待機時間縮短的組件。pHEMT器件泄漏電流大的缺點常常被指為pHEMT技術(shù)未獲移動設(shè)備采用的理由。但事實上，它們對移動設(shè)備待機時間的影響極小。一個處于關(guān)斷狀態(tài)、有100uA泄漏電流的pHEMT PA一般要10000個小時 (417天)才會耗盡一個普通的1000mA-hr電池。
不過，雖然GaAs pHEMT泄漏電流上的缺陷使其不常用于移動電話這類待機時間非常重要的設(shè)備，但它們?nèi)匀皇窍ド闲碗娔X等設(shè)備的不錯選擇。
前端IC的集成和開發(fā)
智能電話是移動電子設(shè)備市場增長最快的產(chǎn)品之一。這些設(shè)備結(jié)合了雙頻帶WiFi、多頻帶蜂窩、GPS、FM和藍牙等無線電器件，在市場迅速流行開來，但在一定的外形尺寸中集成所有功能也變得越來越困難了。RF前端包含了收發(fā)器和天線之間的所有組件，有助于大幅減小占位面積。RF前端供應(yīng)商為此努力不懈，通信設(shè)備中RF前端組件的尺寸一直在不斷縮小。
圖4的時間線清楚顯示了RF前端模塊的集成度演進及其占位面積縮小的趨勢。
2002年：RF前端模塊包含了與眾多分立式器件不匹配的PA，占位面積16x18mm。
2005年：前端層壓板模塊集成了分立式表面安裝組件用于匹配，占位面積8x7mm。
2007年：許多分立式匹配組件被集成式無源器件所取代，后者提供的功能性相同，但無需層壓板，占位面積4x4mm。
這種集成度演進模式在硅IC的發(fā)展歷程中屢見不鮮，被稱為“計算器”(calculator)范例。按此規(guī)律，下一步就應(yīng)該是前端集成電路(FEIC)的開發(fā)，如本圖最后兩張圖片所示，其外形尺寸可小至3x3mm。FEIC提供把PA、LNA、開關(guān)和濾波器都集成在單個芯片上的可能。
圖4：WLAN無線電設(shè)備RF前端模塊尺寸的演進趨勢。(不匹配的PA、前端模塊、前端IC)
GaAs pHEMT和BiFET技術(shù)可用于制作性能出色的LNA、PA和開關(guān)，故也非常適合于FEIC。
如上所述，從最初的考慮來看，SiGe BiCMOS工藝似乎并非最佳選擇，因為利用這種技術(shù)很難制造出高質(zhì)量低損耗的開關(guān)。不過，隨著近年來絕緣體上硅(SOI)技術(shù)的發(fā)展，市面上已有性能可媲美GaAs開關(guān)的SOI開關(guān)。因此，SiGe BiCMOS工藝也成為一種非常適合于FEIC開發(fā)的平臺，而且我們預(yù)期這一領(lǐng)域?qū)⒂写蠓鲩L。事實上，當(dāng)考慮到在同一個芯片上集成電池管理電路時，SiGe BiCMOS平臺甚至更具吸引力。
總言之，對于前端IC的開發(fā)，CMOS和GaAsHBT不適合，而GaAs pHEMT和BiFET工藝以及結(jié)合了SOI技術(shù)的SiGe BiCMOS工藝，卻都是上佳之選。
串行接口控制PA可望推動PA工作發(fā)生革命性變化
PA歷來是獨立式組件。即使在今天，大多數(shù)PA也只利用單個模擬選通信號來控制，故常常需要精度調(diào)節(jié)器。RF前端模塊中，功放、低噪放大器和開關(guān)都集成于單封裝器件中，故把控制信號從基帶芯片發(fā)送到RF模塊可能非常困難，特別是在多頻帶和多PA MIMO技術(shù)出現(xiàn)之后。例如，一個802.11abg MIMO無線電設(shè)備需要兩個5GHz PA、兩個5GHz LNA、兩個2.4GHz PA、兩個2.4GHz LNA、若干濾波器和Rx/Tx開關(guān)，其中每一個器件都必須單獨控制。
目前的新興趨勢是利用串行接口來控制PA和/或RF前端模塊內(nèi)的組件。受串行接口控制的PA有可能徹底改變PA的工作方式，使數(shù)字接口向天線更靠近一步。在前端模塊的復(fù)雜環(huán)境中，串行接口能夠減少或去掉控制線路，大大簡化從BB芯片出來的布線。此外，設(shè)計工程師還能夠利用串行接口直接通過串行總線報告溫度及檢測器電壓，以減少引腳數(shù)目，而且BB芯片上也無需A/D轉(zhuǎn)換器。
串行接口首選硅工藝，比如CMOS和SiGe BiCMOS。GaAs工藝都缺乏互補器件(pFET或PNP晶體管)，因此不可能實現(xiàn)重要的邏輯或邏輯控制，比如GaAs芯片上的真值表。因此，基于HBT、BiFET或pHEMT的器件都需要一個額外的CMOS邏輯芯片來實現(xiàn)串行接口。
如果PA或RF前端的串行接口控制對你的設(shè)計很重要，那么合理的選擇就是CMOS或SiGe BiCMOS工藝。
總結(jié)
近年來，PA的設(shè)計受到了眾多重要問題的影響。本文總結(jié)了若干新問題，并概述了每一個問題是如何對PA的技術(shù)選擇產(chǎn)生影響的，尤其是一些與OFDM調(diào)制一起使用的技術(shù)。CMOS PA適合于較低的輸出功率，并需要采用數(shù)字自適應(yīng)預(yù)失真技術(shù)來獲得工作所需的線性度。
一直以來，高功率和高頻PA都是采用GaAs HBT技術(shù)，但現(xiàn)在，高性能SiGe BiCMOS 功放開始與之有力抗衡。可串行接口控制和高集成度前端IC開發(fā)的數(shù)字邏輯器件的面世，對這種趨勢起了強勁的推動作用。因此，GaAs HBT和GaAs pHEMT PA將用于更高的功率級和更為特別的應(yīng)用。
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